TPS-300

Teil 1: Die Schaltung des Hochspannungsreglers

Das TPS-300 mit seinem Hybrid-Spannungsregler ist ja nun schon einige Zeit im Verkauf. Höchste Zeit also, die dahinterliegende Schaltungstechnik vorzustellen, zumal der Regler in abgewandelter Form auch im 6L6STC und im 6973PP verbaut ist.

Das Grundprinzip gängiger Spannungsregler

Das Grundkonzept gängiger Spannungsregler haben wir eigentlich bereits beim LDO untersucht, es wird beim Hochspannungsregler lediglich anders realisiert. Zwei der wichtigsten Komponenten jedes Reglers sind die Referenzspannung, die unabhängig von Temperatur und allen anderen denkbaren Einflüssen eine konstante und möglichst rauscharme Sollspannung definiert, und -in der Sprache der Regelungstechnik- der Fehlerverstärker, der die Ausgangsspannung als Istgröße mit der Sollgröße vergleicht und bei einer Differenz der beiden eine angemessene Korrekturgröße (Strom oder Spannung) für die dritte Komponente, das Leistungs-Device, formt.

Der Hybridregler des TPS

Die drei wesentlichen Reglerkomponenten lassen sich im Schaltbild des TPS-300 relativ leicht identifizieren. IC1 ist eine einstellbare Spannungsquelle, die mittels R11 und R16 auf die Sollspannung eingestellt wird. Der Elko C10 sorgt für eine zusätzliche Siebung der Referenzspannung, wobei er vom Folienkondensator C7 im höherfrequenten Bereich unterstützt wird. Beiden Kondensatoren sorgen nicht nur für die Stabilität der Referenzspannung, sie verbessern auch das Rauschverhalten des Reglers.

Das erste System der 6SN7 ist der Fehlerverstärker, der sowohl sein Gitter wie auch seine Kathode als "Eingänge" benutzt. Die Kathode sitzt auf der Referenzspannung, wobei die richtige Formulierung eigentlich wäre, dass die Kathode von der Referenzspannung gesteuert wird. Am Gitter der Triode liegt die Ausgangsspannung des Reglers, die per R3, R4, R5 plus R7 soweit herunter geteilt wird, dass sie -die Ugk der Triode bereits berücksichtigt- der Referenzspannung entspricht. Die Elkos und Folienkondensator C3 bis C5 sind sogenannte Regelungsbeschleuniger. Denn während die Widerstände Gleichspannung und Wechselspannung im gleichen Verhältnis teilen, sorgen die Kondensatoren als Wechselspannungs-Kurzschluss dafür, dass möglichst viel des unverwünschten Ripples auf der Ausgangsspannung dem Fehlerverstärker zugeführt wird.

Das zweite Triodensystem der 6SN7 ist als Cascode für das erste System geschaltet. Der Cascode wird von R10 und R22 angespannt und durch C9 zusätzlich "ruhig gestellt". Wegen des Cascodes, der die untere Triode mit einer konstanten Uak versorgt, kann die oben angesprochene Korrekturgröße nur eine Stromänderung sein, die das untere System aus der Differenz von Soll- und Istspannung generiert. Zur Ansteuerung des FET wird allerdings eine Steuerspannung benötigt, und diese Transformation, wenn man sie so nennen möchte, besorgt der Außen- oder Arbeitswiderstand der Röhrenschaltung R9.

R14 und T2 spielen für die eigentliche Regelung keine Rolle; sie implementieren eine Strombegrenzung (Limiter) für die Schaltung. Erzeugt der Strom durch den FET über R14 einen Spannungsabfall von etwa 0.6 Volt, wird T2 leiten und dadurch den FET schließen, somit der Laststrom begrenzt. Das ist besonders wichtig beim Einschalten des Netzteils, denn solange die angeschlossene Verstärkerschaltung spannungslos ist, liegt die gesamte Eingangsspannung des Netzteils über dem FET, und gleichzeitig zieht die Verstärkerschaltung maximalen Strom, zum Beispiel um ihre Decoupler-Elkos zu füllen. Hohe Spannung bei gleichzeitig hohem Strom bedeuten aber für den FET ein gerüttelt Maß an Verlustleistung, die ihn zerstören könnte, trotz der nur kurzen Phase des Aufstarts. Der Limiter beschützt den FET effektiv, nicht nur beim Aufstart, sondern auch, wenn die angeschlossene Schaltung beispielsweise durch einen Röhrendefekt zuviel Strom zieht.

Der FET T1 als serielles Leistungs-Device braucht eine gegenüber Source erhöhte Spannung am Gate, damit er öffnet. Eine simple Realisierung wäre einfach ein Widerstand zwischen dem Gate und der Eingangsspannung des Moduls. Wir haben uns aber für eine relativ aufwändige Stromquelle entschieden, bestehend aus R18 bis R21 und den beiden Transistoren T3 und T4, denn die Stromquelle schützt die Ansteuerung des FET vor dem Ripple der Eingangsspannung und verbessert so die Qualität der Ausgangsspannung enorm.

Performance-Aspekte

Bislang haben wir die Schaltung um C6 und D3 ausgelassen, die möglicherweise den einen oder anderen verwirren könnte. Der Standardweg den Regler zu bauen, wäre die Stromquelle direkt auf die Anode der Cascode-Triode zu schalten. Das verspräche maximale Performance, denn wenn eine Cascode-Schaltung auf die sehr hohe Impedanz einer Stromquelle arbeitet, wird die Verstärkung der Röhren-Schaltung und damit die Loop-Gain des gesamten Reglers maximal.

Die sehr hohe Loop-Gain führt in der Praxis aber zu mehr Problemen als Vorteile. Abgesehen davon, dass das Rauschen der Referenzspannung jetzt weitaus höher verstärkt am Ausgang erscheint, wird der ganze Regler umgangssprachlich "zickig", also latent instabil. Eine kleine Änderung der Ausgangsspannung oder ein etwas größerer, nachgeschalteter Decoupler- Kondensator reichen eventuell schon aus, damit der Regler instabil wird und schwingt. Auf die Art des Regelns wirkt sich die hohe Gain ebenfalls negativ aus: Der Regler reagiert auf wechselnde Stromanforderungen mit einer Vielzahl von Überschwingern der Ausgangsspannung, was in unseren Augen klanglich ein absolutes No-Go darstellt.

Wir bevorzugen Hochspannungsregler, die auf wechselnde Stromanforderungen zwar sehr schnell, in ihrer Form aber weitestgehend integrativ mit keinen oder nur minimalen Überschwingern reagieren. Darüber hinaus muss ein universelles Netzteil an allen möglichen Lasten und bei unterschiedlichen Ausgangsspannungen stabil und möglichst rauscharm arbeiten, und sich von zusätzlichen Decoupler-Kondensatoren nicht beeindrucken lassen.

Das erreichen wir mit unserer Schaltung, deren FET-Masche vereinfacht noch einmal dargestellt wird. Zenerdiode D3 und parallel dazu C6 prägen der Masche zwischen den Knoten AC eine feste Spannung von 10 Volt auf. Der FET benötigt etwa vier Volt zwischen den Knoten AB, um zu öffnen. Damit die Maschenbedingung erfüllt ist, muss der Spannungsabfall BC über dem Arbeitswiderstand R9 also sechs Volt betragen. Nun wird jede Änderung der V(BC) unmittelbar aber invers die V(AB) ändern, da V(AB) konstant ist und bleibt. Anders ausgedrückt wird die Gate-Source-Spannung des FET im gleichen Maße kleiner, je größer die Spannung über dem Arbeitswiderstand wird, und umgekehrt.

Der Arbeitswiderstand R9 hat einen Wert von nur einem Kiloohm im Vergleich zur Impedanz der Stromquelle von mindestens 100 Kiloohm. Dementsprechend ist die Loop-Gain im Vergleich deutlich kleiner, und wir erreichen das gewünschte Regelverhalten plus ein nur moderates Rauschen der Ausgangsspannung, ohne auf die isolierende Wirkung der CCS verzichten zu müssen.

Das ist sicherlich eine unkonventionelle Lösung, aber uns McIntyre's ist es eben wichtig, die Röhrentechnik der 50er Jahre innovativ in die Gegenwart zu bringen.

Bis zum nächsten Mal,

Ihr Team von McIntyre-HiFi

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