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Das Kreuz mit der Röhren-Heizung

Teil 3: Die Technik unseres LDO-Reglers

 
Die vorangegangenen beiden Artikel haben sich mit der Dropout-Voltage und ihrer Bedeutung für die Trafo- und Kühlkörperdimensionierung befasst. In diesem dritten Teil stellen wir die Technik unseres LDO-Reglers vor, eine Variante eines Spannungsreglers mit kleiner Dropout-Voltage.
 
Gewöhnliche serielle Spannungsregler
Bevor es an die Optimierung der Dropout-Voltage geht, untersuchen wir anhand eines gewöhnlichen 6.3 Volt Reglerdesigns, welche Schaltungsteile die Dropout-Voltage bestimmen. Die linke Hälfte der Abbildung unten zeigt eine mögliche Prinzipschaltung eines seriellen Reglers.
Das Herzstück jedes Spannungsreglers ist der Regelbaustein oder Fehlerverstärker, der hier mit einem gewöhnlichen Operationsverstärker (OPA) aufgebaut werden soll. Der Fehlerverstärker vergleicht die heruntergeteilte Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung und generiert daraus eine Steuerspannung für den Steuertransistor T3, so dass am Modulausgang die gewünschte Ausgangsspannung ansteht. C2 ist in der Schaltung der Ausgangselko, der die Spannung zusätzlich glättet, und mittels R4 und R5 wird die Ausgangsspannung auf das Referenzpotential von 2.5 Volt herabgesetzt. Für die Referenzspannung zeichnet D2 verantwortlich. In der Praxis wird man eher eine Spannungsreferenz wie TL431, LM329 oder ähnliche einsetzen, aber für das Schaltungsprinzip reicht eine simple Zener-Diode. Die Zener-Referenz wird von einer LED-basierten Stromquelle gespeist, die mit der Bauteilgruppe D1, R1, R2, und T1 realisiert ist. Eine Stromquelle an dieser Stelle verbessert das PSRR enorm, weil sie die Referenz von der Ladespannung am Siebelko C1 entkoppelt. Von der Stromquelle wird mit R3 und T2 eine zweite Ableitung gebildet, gegen die der Fehlerverstärker arbeitet.
 
Wenn man die statischen Spannungen untersucht, beginnt man am besten am Ausgang. Wir fordern 6.3 Volt gegen Masse über dem Heizfaden. Dann muss die Basis des npn-Transistors T3 um etwa 0.7 Volt höherliegen, was einer Ausgangsspannung des OPA von 7 Volt entspricht. Dies erzwingt aber bereits eine Spannung von mindestens 9 Volt am Eingang des Reglermoduls, und zwar aus zwei Gründen: Erstens fällt über R3 bedingt durch die LED-Vorspannung bereits ein Volt ab, und T2 muss genügend Spannung über der Kollektor-Emitter-Strecke sehen, um nicht in Sättigung zu geraten. Zweitens wird der OPA selbst mit von der Eingangsspannung versorgt, und als Daumenregel gilt, dass ein OPA bis maximal zwei Volt an seine Versorgungsspannung aussteuern kann - von rail-to-rail Typen natürlich abgesehen.
Die 9 Volt am Moduleingang abzüglich der 6.3 Volt am Ausgang ergeben die Dropout-Voltage, in diesem Beispiel also rund 2.7 Volt. Zur Erinnerung: Die Dropout-Voltage geht direkt in die Verlustleistung von T3 ein, und die 9 Volt am Moduleingang sind zu verstehen als das Minimum der Ladespannung über C1.
 
 
 
LDO-Design
Mit praktisch den gleichen Bauteilen lässt sich auch ein LDO-Design realisieren, wie es beispielhaft im rechten Teil der Abbildung gezeichnet ist. Die einzig nennenswerte Bauteileänderung ist der Wechsel auf einen n-Kanal FET T5 in der Rolle des seriellen Leistungsbauteils, denn die Turn-On Spannung von circa 4.3 Volt für einen IRF-FET im Vergleich zu den 0.7 Volt eines bipolaren Transistors kommt uns sehr gelegen für den zentralen Schaltungstrick: wir ziehen den Leistungs-Halbleiter durch die Heizung. Anders ausgedrückt wechseln Last und Leistungs-Halbleiter die Plätze, bleiben aber weiterhin in Reihe geschaltet. Den Mittelpunkt zwischen Last und FET definieren wir als neue Masse, was ebenfalls kein Problem ist, solange der Fußpunkt des Siebelkos C3 nicht durch externe Schaltungsteile bereits mit Masse verbunden ist.
C4 liegt parallel zur Last wie C2 und ist folglich der Ausgangselko. Der OPA dient wieder als Fehlerverstärker und arbeitet gegen die Stromquelle aus R6, D3, T4 und R8, die im Vergleich zur Schaltung links lediglich invertiert aufgebaut ist. R10 und R13 teilen die Ausgangsspannung wie gehabt auf das Referenzpotential von 2.5 Volt. Die Spannungsreferenz D4 wird von R7 gespeist; eine Stromquelle zur Entkopplung ist nicht mehr notwendig, da R7 und D4 parallel zur Last liegen und damit vom geregelten Ausgang versorgt werden.
In den Schaltplan sind die statischen Spannungen für eine Eingangsspannung über C3 von 7.5 Volt eingezeichnet. Über der Last liegen 6.3 Volt als die geforderte Ausgangsspannung, folglich verbleiben über der Drain-Source-Strecke des FET 1.2 Volt. Sein Gate muss ca. 4.3 Volt höher liegen als Source (Turn-On-Spannung); bezogen auf unsere Masse sind das circa 3.1 Volt als Absolutwert. Durch die Turn-On Spannung des FET ist sichergestellt, dass die Stromquelle jederzeit ausreichend Spannung sieht und nicht in Sättigung gerät. Referenzspannung und mittelbar auch die Rückkopplungsspannung liegen mit 2.5 Volt über Masse ebenfalls jederzeit im sicheren Bereich.
 
Worin liegt nun das Limit der Schaltung, denn die 7.5 Volt sind es offensichtlich nicht? Es ist zum einen die Ausgangsspannung des OPA nach oben raus, denn für Standard-Typen kann sie nicht größer werden als 4.3 Volt (6.3 Volt abzüglich 2 Volt), und zum anderen wird auch der niederohmigste FET noch einen Spannungsabfall fordern. Letzterer entspricht defacto der Dropout-Voltage, aber mit der vorgestellten Schaltungstopologie lassen sich tatsächlich Werte von 100 Millivolt erreichen, was für eine Handvoll Standard-Bauteil wahrlich kein schlechtes Ergebnis ist. Zum Vergleich: Selbst der LT1085 kann nur mit 1 Volt Dropout-Voltage aufwarten.
 
Reality-Check
Bevor Sie nun zu Taschenrechner und Lötkolben greifen: Die vorgestellte Schaltung lässt als Prinzipschaltung einige Aspekte wie Reglerstabilität, Temperaturverhalten oder Anlaufsicherheit unberücksichtigt. Wenn Sie Interesse oder Bedarf an einem Heizungsregler haben, bieten wir Ihnen mit unserem 6V3-LDO ein ausgereiftes Produkt, das auch in diesen Disziplinen überzeugt.
 
Bis zum nächsten Mal,
Ihr Team von McIntyre-HiFi
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